諸如智能電表或者功率監(jiān)控器的離線設備都有一些要求10W以下非隔離DC電源的電子元件。到目前為止，通過一個AC電源提供低功耗DC電源的唯一實用方法仍然是在整流器后面使用一個效率極低、未經調節(jié)的電阻/電容分壓器，或者一個難以設計的反向DC/DC轉換器。

MOSFET 技術的一些進展以及創(chuàng)新的磁滯降壓控制器柵極帶來了一種超低成本DC電源。

圖 1 顯示了完整的轉換器。整流器電路使用一個標準、快速開關整流器二極管橋接 （D1） 和一個LC濾波器（L1和C2），我們將對其余組件進行更加詳細的介紹。

圖 1 AC/DC 降壓轉換器電路

基本降壓轉換器

TPS64203是一款磁滯降壓轉換器，專為驅動高端pFET 而設計，擁有最小導通和斷開開關時間要求。傳統(tǒng)的磁滯轉換器有隨負載電流變化的開關頻率，與其不同的是，最小導通和斷開時間在轉換器以高輸出功耗電平在連續(xù)導通模式下運行時，從根本上控制開關頻率。TPS6420x 系列中的其他一些轉換器可主動避免在聲頻范圍內進行開關操作，從而有效地獲得最大導通和斷開時間。TPS6420x系列起初是為電池供電型應用而設計，擁有1.8V～6.5V的輸入電壓范圍，以及非常低的靜態(tài)電流（最大為 35 μA）。在啟動期間，TPS64203被齊納二極管D2以及高壓電阻R2和R3偏置。5V電壓上升以后，肖特基二極管D4允許5V輸出驅動控制器。

功率FET Q4必須具有足夠高的VDS電壓額定值，以使其不會被輸入電壓損壞，同時還要有足夠高的電流額定值以處理IPMOS（RMS） = IOUT（max） ×√Dmax。它的封裝還必須能夠驅散PCond = （IOUT（max） × √Dmax）2 × RDS（on）。一般來說，高壓P通道FET有一個過大的柵極電容或者導通/斷開時間，過高的漏－源電阻 （RDS（on）），過大的閾值電壓 （VTH），以和/或制造圖1所示實際電路時的過高成本（即足夠的成本效益）。由于230VRMS + 10%容差的高壓線來自350VPK AC線，因此FET、濾波器和輸入電容需要根據(jù)400V設定額定值。

FQD2P40相對較新，即400V P通道MOSFET。利用10V柵極驅動的5.0Ω RDS（on） 以及小于13nC的總選通電極充電，借助于由Q2、Q3、C4和D3組成的創(chuàng)新驅動電路，該FET可輕松地通過控制器開關擁有比老式FET相對更少的導電和開關損耗。我們選擇轉換器的整流肖特基二極管D5，因為它擁有可阻止輸入電壓的電壓額定值、稍高于輸出電壓的峰值電流額定值，以及IDiode（Avg） =（1 – D） × IOUT（max）的平均電流額定值。利用Dmax 5 V/120 V = 0.04 以及如此低的輸出功率，峰值電流額定值和功耗在兩種開關中都不成問題。

降壓功率級的LC濾波器如TPS6420x系列產品說明書中介紹那樣設計。利用高于輸出電壓的輸入電壓，所有TPS6420x控制器將運行在最小導通時間模式下。方程式（1）計算高線壓下的建議降壓轉換器電感，其假設電感紋波電流系數(shù)的 K=0.4。

相對較高的K值最小化了電感值，并且經證明是可以接受的，因為這種特殊應用的穩(wěn)態(tài)輸出紋波要求小于0.02 × VOUT，即高負載時的100mVPP。磁滯后，TPS6420x控制器一般在輸出電壓有一些紋波時工作效果最佳，建議使用至少 50mΩ ESR的輸出電容可產生ΔVPP（ESR） = ΔIL × RESR的紋波電壓，其一般遠超出電壓紋波的電容分量。圖2顯示了該應用測得紋波。

圖 2 VIN=250 VDC 和 IOUT=500mA 的輸出紋波

由于 TPS64203為磁滯型，因此在其運行在脈沖頻率模式下時，其輸出電壓在更低輸出功率下將會有更高的紋波。測得轉換器的工作頻率約為 32 kHz，其與下列預計值一致：

工作原理

雙極型晶體管Q1和電阻R4及R5構成一個恒流驅動的電平位移器，其允許低壓 TPS64203控制器操作由Q2和Q3構成的離散式柵極驅動電路。同控制器一樣，電平位移器在啟動時由齊納二極管D2驅動，而在啟動以后經調節(jié)的5V則通過肖特基二極管D4驅動。功率FET Q4的柵極必須剛好過驅動，以為要求輸出電流提供可接受的RDS（on）。驅動過多會增加開關損耗，而驅動過少又會增加傳導損耗。檢查一些實驗和誤差后，我們選擇了 VGS ≈12 V。

電容C4和二極管D3對驅動電路的功能至關重要。通過選擇電阻R5來將12V柵極驅動電平設置在整流器輸出電壓以下。二極管D3將電容C4限定在這一電平。特別是，當U1的開關引腳輸出一個低信號來開啟功率FET時，信號被電平位移到Q3的基極。晶體管Q3開啟，并快速地將Q4的柵—源電容CGS充電至 12V。如果沒有C4和D3的話，關閉Q4會讓Q3成為一種漏極接地的昂貴的高壓雙極型晶體管。當U1的開關引腳輸出一個高信號來關閉功率FET時，該信號被電平位移至Q2的基極。Q2開啟，有效地將Q4的柵極與輸入電壓連接。在沒有起到本地電源作用的電容C4的情況下，晶體管Q2和Q3無法提供快速（且因此而高效地）上拉或下拉Q4柵極電容所必需的快速電流峰值，注意到這一點很重要。另外，由R4設定的電平位移器電流ILS必須足夠高，以在ton（min） 期間移動Q4的柵極電荷QGate。也就是說：

電容C4值設定大于Q4的柵極電容，但其必須足夠小，以便在更短控制器最小導通與斷開時間期間能夠得到再充電。圖3顯示了300V和500mA負載輸入電壓下，一個開關周期的柵極和漏極導通/斷開時間。表1顯示了測得的轉換效率。

圖 3 一個開關周期的Q4柵極和漏極電壓

表 1 測得的轉換效率：

電流限制與軟啟動

在許多低壓應用中，TPS6420x使用一個高端限流電路，旨在將安裝在VIN和 ISENSE引腳之間的電流檢測電阻的壓降同基準參考電壓進行對比。如果檢測電阻的電壓超出該電壓，則電路關閉開關，從而實現(xiàn)逐脈沖電流限制。高壓應用中， ISENSE引腳上沒有過電壓時無法使用限流電路，因此ISENSE引腳高位連接至VIN。圖1所示電路沒有電流限制，推薦使用高端保險絲來提供短路保護。

在一些典型的啟動應用中，TPS64203限流值慢慢上升，以提供限流的受控軟啟動。在這種應用中，限流電路和軟啟動均無效；因此，啟動浪涌電流會很大，而輸出電壓會稍稍過沖，如圖 4 所示。

圖4 VIN=300V時10Ω負載啟動

結論

使用一個電平轉換器和柵極驅動器以及一個局部電源可以實現(xiàn)使用一個低壓降壓轉換器通過AC電源來提供DC電壓，使用一個簡單的電路在沒有變壓器的情況下就可以獲得近60%的轉換效率。這種電路也可以用于DC/DC轉換，其輸入 DC電壓高于TPS6420x 的最大額定值。
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